Балансировка усилительного каскада по напряжению питания как тут qrp.ru/forum/17-%D0%9F%D1%80%D0%BE%D1%81...D0%B0?start=70#62977 еще не даёт гарантию что пульсации питания не проникнут в цепь сигнала. На рабочих частотах начинает сказываться сопротивление источника сигнала и последующего каскада, подключенных через разделительные конденсаторы, от этого баланс нарушается.

Проблему можно решить с помощью компенсирующих RC-цепочек, подающих напряжение пульсаций питания в сигнальную цепь усилителя в противофазе. Пример корректирующей цепочки в каскаде с коллекторной стабилизацией:



Номиналы цепочки Rc, Cc можно подобрать только экспериментально, поскольку сопротивление предыдущего и последующего каскадов, а так же влияние разделительных емкостей в комплексе рассчитать сложно. Резистором подбирается амплитуда а конденсатором фазовый сдвиг сигнала коррекции.

Вообще, в малосигнальных цепях такой способ подавления наводок не лучше чем хорошая RC цепь в питании или стабилизатор напряжения. Но в оконечных УМЗЧ, где многократное увеличение емкостей на выходе БП или установка мощного стабилизатора составляют проблему - компенсация пульсаций может быть выходом из положения. Особенно это касается винтажной техники, где в динамиках частенько слышно фон 100 или 50 Гц. Компенсирующую цепочку можно установить не перелопачивая схему, сохранив аутентичность аппарата. Вот варианты установки цепочки в типовой транзисторный УМЗЧ (в ламповых это тоже работает):



На схеме А вводится сигнал в фазе или с опережением, на схеме Б с отставанием по фазе (в ней С - разделительный конденсатор достаточно большой емкости).

Настройка занятие довольно кропотливое. Сначала берется большая емкость Сс а на место Rc подключается переменный резистор (обычно 1 МОм или выше). Находится точка подключения где есть какой то, хотя бы минимальный, эффект уменьшения фона. Затем, уменьшая емкость и подстраивая Rc добиваемся полного баланса. Если уменьшение емкости ухудшает подавление, придется добавить конденсатор на противоположный полюс питания, преобразовав цепочку в интегрирующую, как на схеме Б. Настройка аналогичная, только начинать надо с маленького номинала Cc.

Очередная лекция. Пример расчета режима и параметров двухкаскадного усилителя низкой частоты. В качестве примера взял УНЧ из книги Владимира Тимофеевича - Поляков В.Т. Трансиверы прямого преобразования (1984), которую можно скачать тут qrp.ru/files/literature/category/10-ra3aaedocs?start=10
Вот схема



Для начала расчет по постоянному току. Режим устанавливается резистором R1, поэтому, зададим оптимальный ток выходного транзистора, при котором на коллекторе VT2 получится примерно половина напряжения питания (с учетом напряжения на эмиттерном резисторе VT2). Это будет 1 мА, отсюда падение напряжения на R3 5,1 В, на коллекторе VT2 12-5,1=6,9 В, на R4=эмиттере VT2 1,3 В (влияние R1 не учитываем, ток через него гораздо меньше 1 мА). Напряжение на базе VT2 и коллекторе VT1: 1,3+0,6=1,9В. Теперь известно напряжение на R2 (12-1,9=10,1 В) и определяется ток коллектора VT2 10,1В/18кОм = 0,56 мА (небольшим током базы VT2, для простоты, пренебрегаем). Осталось найти номинал R1. Напряжение на нем разность между потенциалом эмиттера VT2 (1,3В) и напряжением на базе VT1 (примем 0,6В) =0,7В. Ток через R1 равен току базы VT1, который на статический коэффициент передачи тока (Вст.) меньше тока коллектора. По справочникам Вст. у КТ315А в пределах 20...90 единиц, принимаем здесь и далее среднее значение - 60. Отсюда ток базы VT1 0,56/60 =9,33мкА и сопротивление R1 0,7/0,00933 = 75 кОм.



Теперь есть данные для расчета коэффициента усиления и входного сопротивления усилителя. Примем блокирующую емкость С2 очень большой, с нулевым сопротивлением на рабочей частоте. Согласно модели транзистора Эберса-Молла динамическое сопротивление эмиттера транзистора 25/(ток коллектора в мА). Для VT1 оно будет равно 25/0,56 = 45 Ом, для VT2 - 25/1 = 25 Ом. Расчет надо начинать с выходного каскада. Его сопротивление нагрузки R3=5,1кОм (параллельно подключено входное сопротивление последующего каскада, но мы его не знаем и здесь примем за бесконечность). Коэффициент усиления по напряжению для второго каскада R3/r2 = 204, его входное сопротивление Вст*r2= 1,5 кОм. Коллекторная нагрузка первого каскада - R2 и параллельно включенное сопротивление второго каскада (около 1,38 кОм), отсюда коэффициент усиления по напряжению - 1380/45 = 31 а входное сопротивление VT1 Вст*r1= 2,7 кОм. Поскольку R1 гораздо больше, это и будет входное сопротивление усилителя. Коэффициент усиления по напряжению всего усилителя будет равен произведению коэффициентов усиления его каскадов 204*31 около 6300 единиц.



Если на выход усилителя подключить какую то нагрузку с сопротивлением порядка 15 кОм и ниже, усиление будет заметно падать, пропорционально уменьшению общего сопротивления в коллекторе VT2 относительно R3. Если нагрузить усилитель на последующий каскад с входным сопротивлением 5,1 кОм, коэффициент усиления уменьшится в 2 раза и будет уже 3150. Другими словами, выходное сопротивление этого усилителя равно R3.

В реальном усилителе емкость C2 довольно небольшая и её заметно влияет на параметры, особенно на низких частотах. Поэтому есть смысл узнать как изменятся параметры усилителя без С2. Это будет уже усилитель с отрицательной обратной связью, хотя по постоянному току ни чего не изменится, а по переменному расчет будет аналогичен, только в качестве динамического сопротивления эмиттера VT2 придется брать r2+R4, от этого коэффициент усиления второго каскада сильно упадет (до 4) а входное сопротивление увеличится до 80 кОм. Одновременно, более чем в 10 раз, увеличится усиление первого каскада за счет роста сопротивления в коллекторе (параллельно R2=18 кОм и 80 кОм вход VT2). Общее усиление по напряжению уменьшится почти в 5 раз до 1300. Входное сопротивление транзистора VT1 не изменится, но на общее входное сопротивление уже начнет влиять отрицательная обратная связь через резистор R1. На правом выводе R1 присутствует противофазное напряжение в 327 раз (Кус VT1) большее чем на входе, от этого, примерно во столько же раз падает и его эквивалентное сопротивление 75000/327 = 230 Ом. С учетом параллельно включенного сопротивления базы VT1, общее входное сопротивление усилителя будет около 210 Ом.



Отсюда делаем вывод что на низких частотах входное сопротивление такого УНЧ будет сильно падать, одновременно, но не так значительно, будет падать и коэффициент усиления. Это же будет происходить при уменьшении емкости С2.

Как измерить комплексное сопротивление неизвестных нагрузок на разных частотах без применения сложных приборов? Для этого нужен синусоидальный генератор, вольтметр с достаточно высоким входным сопротивлением (измеряется только синусоида, поэтому даже не обязательно True RMS) и набор конденсаторов различных номиналов.

Вот принцип измерения:



Тестовое устройство включается на выход генератора последовательно с добавочным конденсатором и измеряются три напряжения: На конденсаторе Uc, на тестируемом устройстве Ut и общее напряжение с выхода генератора Ug. Векторные диаграммы напряжений, при разном знаке реактивного сопротивления и различном соотношении напряжений, показаны на рисунке.

Решение сводится к нахождению напряжений на виртуальном активном (Ur) и реактивном (Ux) сопротивлении нагрузки (фактически данных сопротивлений нет и средней точки подключения X и R не существует, это только последовательная схема замещения, номиналы элементов которой и определяют импенданс устройства на определенной частоте). Исходя из соотношения сторон треугольников получаем формулы для расчета:



Ux может принимать отрицательные и положительные значения. Отрицательное Ux означает что реактивная составляющая импенданса устройства не совпадает со знаком внешнего дополнительного реактивного сопротивления. В данном случае это конденсатор, реактанс которого отрицательный, значит знак придется поменять: Ux<0 будет означать индуктивную (т.е. положительную) составляющую реактивного сопротивления тестового устройства, Ux>0 емкостную (отрицательную). По напряжению конденсатора вычисляется ток в цепи I=Uc/Xc необходимый для расчета R, X и Z устройства.

Меняя частоту и подбирая дополнительные конденсаторы так, что бы все три напряжения были примерно сопоставимы по величине (не отличались более чем в 5 раз, иначе будут большие погрешности измерения), можно построить график изменения импенданса в диапазоне частот. Для эксперимента я использовал телефонный капсюль ТА-56м сопротивлением 1600 Ом (фактическое сопротивление постоянному току у данного экземпляра оказалось 1435 Ом) и набор конденсаторов от 150 пФ до 1 мкФ. Вот результат.



Слева график в диапазоне частот до 20 кГц, справа на рабочем участке до 3 кГц. Оказалось наушник имеет резонансную частоту в районе 16 кГц. Ниже ее присутствует индуктивная составляющая реактивного сопротивления, выше емкостная а активное сопротивление растет с повышением частоты, достигая пика в 140 кОм на частоте резонанса. Для сравнения, сняты характеристики наушника без мембраны (пунктирная линия). Резонанс, при этом, пропадает (или поднимается выше) а активное сопротивление уменьшается примерно в 2 раза, видимо из за отсутствия оттока энергии на колебания мембраны и токи Фуко в ней.

То, что на Вашем графике показано как R, есть не что иное, как резонансная кривая параллельного колебательного контура, состоящего из индуктивности обмотки и её собственной ёмкости. При удалении мембраны индуктивность уменьшается и резонанс уходит вверх, как Вы и предположили.

Да, очень похоже. Я не ожидал что будет емкостная составляющая в импендансе, вначале подумал ошибка и перемерил заново. Появилась версия что внутри ТА-56м конденсатор, но X с частотой растет. Видимо межвитковая емкость, возможно вихревые токи в сердечнике такой эффект создают.

cw508 пишет: Все реальные индуктивности обладают собственной межвитковой ёмкостью, следовательно имеют всегда собственный резонанс.

Трехкаскадный УНЧ из книги Поляков В.Т. Трансиверы прямого преобразования (1984) qrp.ru/files/literature/category/10-ra3a...48%3Adc-trx&start=10



Параметры можно рассчитать так же как у двухкаскадного УНЧ qrp.ru/forum/17-%D0%9F%D1%80%D0%BE%D1%81...D0%B0?start=80#62997 начиная с выходного каскада. Для простоты, собрал формулы в табличный файл .odt (Опен-Офис) и .xls во вложении

Эта схема разработана довольно давно, поэтому в УНЧ использованы старые транзисторы КТ315А у которых, по современным меркам, очень маленький коэффициент передачи тока. Современные имеют Вст. в пределах 250...300 и даже до 1000 у "супер-бета" модификаций. Посмотрим что изменится при замене КТ315А на 2SC9014, KTC9014, 2SC945 и т.п.

Схема на КТ315А


Схема на транзисторах с Вст = 250.


1. Пропорционально в 5 раз возрастает входное сопротивление (до 27 кОм)
2. Почти в 20 раз возрастает усиление по напряжению, превысив миллион раз.
3. Частота среза АЧХ отдельных каскадов усиления уменьшается.

И то и другое плохо. На входе УНЧ в ППП часто стоит LC-фильтр и возрастание нагрузочного сопротивления для него приведет к росту неравномерности и искажению АЧХ. Очень высокое усиление в одном усилителе опасно склонностью к самовозбуждению, наводки выходного сигнала через источник питания, через общий провод и др. пути могут создать положительную ОС с коэффициентом больше единицы. Уменьшение частоты среза АЧХ отдельных каскадов приведет к росту набега фазы в петле ОС на более низких частотах, что создаст дополнительную причину для самовозбуждения, хотя эта проблема довольно легко "лечится" увеличением емкости С3 в цепочке обратной связи.

Уменьшить входное сопротивление можно организацией локальной ООС в первом каскаде. К примеру, надо понизить входное сопротивление с 27 до 3 кОм. Для это потребуется параллельное включение резистора 3,38 кОм - это и будет эквивалентное сопротивление резистора обратной связи Rос1 приведенное ко входу. Реальное сопротивление будет в 76+1 раз больше с учетом Ku первого каскада 77*3,38=260 кОм (на схеме ниже выбрано ближайшее стандартное значение резистора 270 кОм).

Уменьшить общее усиление можно организацией локальной ООС в выходном каскаде. Эта же ООС будет способствовать улучшению линейности всего тракта. Суть метода в том, что общее сопротивление в коллекторе транзистора VT2 уменьшается и это ведет к уменьшению Ku этого каскада. Например требуется получить общее усиление 300 000. Для этого надо уменьшить Ku VT2 в 3,(6) раза до 23 единиц. Такое усиление получится при коллекторной нагрузке около 913 Ом. R3 (18 кОм) и входное сопротивление VT3 (4,1 кОм) в сумме (при параллельном включении) имеют около 3,3 кОм. Для получения 913 Ом нужно добавить 1,26 кОм, это и создаст резистор обратной связи Rос2 с номиналом 1,26*174=219 кОм. Поскольку напряжение между базой и коллектором VT3 разные, здесь придется добавить разделительный конденсатор С5.

Модифицированная схема

Всем привет! Хочу поделиться схемой УПЧ. Делал ее ещё в конце девяностых. Использовал в приемнике на 28 МГц . В его основе было одно преобразование частоты (кварцевый фильтр ФП2ПЧ-410, кажется так назывался). Сигнал с выхода кварцевого фильтра поступает на предварительный малошумящий каскад по схеме с ОЭ. Использовал транзистор 2Т399А, с нормированным Кш. Для лучшего согласования фильтра с первым каскадом используется резистор R1, его номинал подбирается под сопротивление фильтра. Для получения максимальной пороговой чувствительности всего УПЧ, этот каскад не охвачен системой АРУ. Схему этого каскада взял из книги Рэда «Схемотехника радиоприемников». С выхода предварительного каскада сигнал подается на двухкаскадный усилитель, выполненный на двух полевых транзисторах, включенных по схеме с ОЗ. В стоках транзисторов включены резонансные контура. Регулировка усиления выполнена на диодах (D2-D5), которые включены параллельно резонансным контурам. Изменение Кус одного каскада составляет не менее 40 дБ, по крайней мере я на тот момент так замерил осциллографом . Диоды открывают транзисторы Т5-Т6. Сначала происходит снижение усиления последнего каскада, а потом второго. Задержка регулировки выполнена на диодах D6-D7. Такой метод обеспечивает на мой взгляд более «правильную» работу всего УПЧ. Первый каскад я экранировал. УПЧ работал стабильно, без возбудов.
Схема вот такая:

Интересный способ регулировки усиления. Впервые такой встречаю. Может быть около 40 дБ и получится. В открытом состоянии два диода будут иметь сопротивление несколько Ом, а в закрытом, эквивалентное сопротивление контура в стоке несколько сотен Ом - 100 кратное изменение напряжения на выходе.

Если заменить КД503 на КД409, возможно получится опустить минимум усиления еще в 2..3 раза из за того что Rоткр. у них меньше.